同步整流应用说明
如第一图Ａ所示，其系一般返驰式交换电源供应器之电路装置。其中Q1为金氧半场效晶体管具有小信号控制其on/off作用之开关组件。而D1于导通时会产生0.4V-1.5V不等之电压降（此为二极管之特性），因此当输出电压（Vo）低时常发生效率低，二极管（D1）消耗功率过大需大面积之散热片等情事。例如当Vo为5Vdc，D1 之压降为0.4V，D1反向耐压为30Vdc，电源供应器之输出为50w（5v/10A），因此于D1上的消耗功率为0.4V*10A=4W，不计其它组件之消耗，此电源供应器之效率（ Efficiency）为50w/(50w+4w) =92.6 %。
如第一图Ｂ所示，其系目前返驰式交换电源供应器之电路装置。为了提高返驰式电源供应器之效率，若于D1位置改以Q2金氧半场效晶体管代替，以今日科技水准MOSFET可轻易做到10毫欧姆左右之ＲDS(on)，如SI4410，可将消耗功率降低甚多，克服上述困扰。以上例做为比较，Vo为5Vdc，Q2以SI4410（ＲDS=11毫欧姆，ＶDS=30V） 取代，输出功率为50W（5V/10A）则Q2之压降为10A*11毫欧姆=110 mVdc，Q2之消耗功率为110mV*10A=1100mW=1.1W 不计其它组件之消耗功率之效率为50W/(50W+1.1W)= 97.8%较使用二极管之效率提升5.2%，此为目前工程人员追求之目标，惟，以Q2取代D1的过程中仍有其技术瓶颈存在。
如第二图所示，其系习知之返驰变压器各点之电压波形及电流波形。Q2必须很精准的控制在t1周期导通，同时在t2,t3来临前截止，通常t1较易控制，吾人可利用VN2为触发信号，延迟少许时间(DELAY TIME)后令Q2导通即可，但返驰变压器t2,t3之周期则随负载（IO）之变化而改变，相当难以预测，且t3产生前需将Q2截止，否则，Co将经由Q2对次极线圈N2放电，而于Q1再次导通时产生一逆向电流而可能致使Q1烧毁。
因此返驰式交换电源供应器将次极侧（指变压器而言）的整流电路变更为金氧半场效晶体管作控制时，一般均以次级侧的金氧半场效晶体管作为主动控制其导通/截止状态，而以初级侧（指变压器而言）的开关组件为被动控制，亦即返驰式交换电源供应器先令次级侧的开关组件先截止，再令初级侧的开关组件导通。例如利用一电流变流器侦测次极电流降到零点时，令次级侧的开关组件截止，初级侧再导通。而此技术通常应用于非连续模式（即次极电流降至零点时使金氧半场效晶体管截止，再使初级侧的开关组件导通谓之）非连续模式将使变压器体积变大、电源供应器效率变差。若能令返驰式交换电源供应器操作于连续模式（即次级电流仍高于零点，即将初级侧的开关组件导通，并令次级侧的开关组件进入截止），则将使得变压器体积变小、电源供应器效率变高等优点存在。
